Модуль IGBT для частотного преобразователя, эксплуатация на практике

MOSFET или IGBT?

Сначала рассмотрим различия в целом. В настоящий момент все производители инверторов (ММА) выпускаются по двум полупроводниковым технологиям IGBT и MOSFET. Не буду вдаваться в подробности, скажу только то, что в схемотехнике этих аппаратов используются разные полупроводниковые транзисторы IGBT и MOSFET. Основое различие между этими транзисторами — различный ток коммутации. Большим током обладают транзисторы IGBT.

Для изготовления стандартного инвертора понадобится 2–4 IGBT транзистора (в зависимости от рабочего цикла), a MOSFET — 10–12, т. к. они не могут пропускать через себя большие токи, поэтому их приходится делить на такое большое количество транзисторов. Вот собственно в чем и отличие.

Тонкость в том, что транзисторы очень сильно греются и их необходимо установить на мощные алюминиевые радиаторы. Чем больше радиатор, тем больше съем тепла с него, а, следовательно, его охлаждающая способность. Чем больше транзисторов, тем больше радиаторов охлаждения необходимо установить, следовательно, увеличиваются габариты, вес и т. д. MOSFET здесь однозначно проигрывает.

На практике схемотехника MOSFET не позволяет создать аппарат на одной плате: т.е аппараты, которые сейчас есть в продаже, собраны в основном на трех платах. IGBT аппараты всегда идут на одной плате.

Рабочее напряжение

Блокирующая способность

Поскольку большинство силовых преобразователей получает питание от однофазных или трехфазных выпрямителей, стандартные нормы блокирующей способности MOSFET и IGBT (600, 1200, 1700 В) выбираются с учетом параметров промышленных сетей. В таблице 1 даны рекомендации по определению рабочего напряжения силовых модулей при работе от неуправляемого выпрямителя (или при нулевом угле отсечки для управляемого выпрямителя) VN или непосредственно от DC-шины (VCC , VDC).Таблица 1.Рекомендуемое рабочее напряжение MOSFET/IGBT для разных вариантов питающего напряжения

Кроме того, необходимо оценить предельно возможный уровень перегрузки с учетом следующих факторов:

• максимальное значение выпрямленного напряжения с учетом допусков на сеть или максимально возможное значение выходного сигнала активного выпрямителя или ККМ (корректора коэффициента мощности);
• пиковые всплески питающего сигнала, не подавленные входными фильтрами, конденсаторами звена постоянного тока (ЗПТ), супрессорами (варисторами), снабберами;
• динамические пики напряжения в DC-шине, вызванные осцилляциями между индуктивностями и емкостями источника питания;
• предельное напряжение тормозного каскада (если он имеется);
• коммутационные перенапряжения при выключении IGBT (VCC+DV), DV ≈ Lstray × 0,8ICmax/tf (при ICmax), где Lstray — суммарная паразитная индуктивность цепи коммутации, IСmax — максимальное значение тока выключения (как правило, ток КЗ), tf (при ICmax) — время выключения тока ICmax.

Отметим, что биполярные структуры, в отличие от MOSFET, не обладают стойкостью к лавинному пробою, поэтому перегрузка IGBT по напряжению недопустима даже в кратковременном режиме. Приводимые в документации предельные значения VCES или VDES, как правило, относятся к кристаллам, а не модулю, следовательно, при расчетах следует учитывать динамический перепад сигнала между чипами и силовыми терминалами. Собственная индуктивность выводов LCE или LDC (она находится в пределах 15–30 нГн) является частью Lstray. Таким образом, максимальная величина напряжения на терминалах модуля VCEmax,T или VDSmax,T должна быть ограничена в соответствии с формулой:

VCEmax,T ≤ VCES × LCE × 0,8ICmax/tf (при ICmax).

Для ЗПТ с учетом всех возможных видов стационарных или коммутационных перенапряжений справедливо выражение:

VCСmax ≤ VCES–Lstray × 0,8ICmax/tf (при ICmax).

Данная методика позволяет определить динамический перепад между терминалами и кристаллом и, соответственно, общий уровень перенапряжения на чипе. В некоторых модулях (SEMiX) имеется непосредственный доступ к выводам кристаллов Cx, Ex, что позволяет провести соответствующие измерения. Результаты таких замеров, выполненных при отключении тока КЗ (рис. 1), показывают, что кристаллы 4-го поколения IGBT особенно чувствительны к токовой перегрузке, если напряжение на DC-шине приближается к предельным значениям (что может быть, например, в режиме торможения). Для безопасного блокирования IGBT 4 в аварийном режиме (при IC > 2ICnom) рекомендуется применение режима плавного отключения (STO, SSD) при увеличенном значении RGoff(например, 20 Ом для 300-А модуля). Существуют также различные виды «интеллектуального» запирания, один из которых, названный IntelliOff, реализован в цифровом драйвере модулей SKiiP 4-го поколения [3].

Рис. 1. Напряжение на кристаллах 450