Принцип построения и работа инверторных сварочных аппаратов

Довольно часто для построения сварочного инвертора применяют основные три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. При этом резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста. По системе управления данные устройства можно поделить на: ШИМ (широтно-импульсной модуляцией), ЧИМ (регулирование частоты), фазовое управления, а также могут существовать комбинации всех трех систем.

Все выше перечисленные преобразователи имеют свои плюсы и минусы. Разберемся с каждым в отдельности.

Полумостовая схема блока питания

Вообще, преобразователи напряжения могут классифицироваться по многим признакам и иметь различные схемы и принципы работы.
Когда речь заходит о полумостовой схеме, обязательно подразумеваются двухтактные импульсные преобразователи напряжения (ПН).

Для понимания приведём классификацию наиболее распространённых преобразователей:

• Трансформаторные (работают на низких частотах);
• Симисторные или тиристорные (объединены, потому что принцип работы основных элементов во многом схож);
• Инверторные (преобразуют постоянные напряжения в переменные);
• Импульсные. Здесь возможны производные варианты: Дроссельные;
• Однотактные (по сути, работают в режиме дросселя) С прямоходовой схемой;
• С обратноходовой схемой.

Два такта работы подразумевают возбуждение обмоток импульсного трансформатора в обоих направлениях.

Один такт – только в одном направлении.

Все варианты имеют свои преимущества и недостатки.

Теперь перейдём непосредственно к двухтактным блокам питания.

Для наглядности лучше всего привести их простейшие схемы.

Рис. 1. Простейшие схемы двухтактных блоков питания

Принцип работы двухтактных ПН отлично иллюстрирует Push-Pull схема:

1. Возникающее магнитное поле в первичной обмотке возбуждает ток во вторичной. При поступлении положительного импульса/колебания на выход первой обмотки, транзистор срабатывает и пропускает ток.

2. При поступлении отрицательного импульса срабатывает уже вторая обмотка со своим транзистором. В этот момент первый транзистор и его обмотка простаивают. То есть они меняются местами.

Это и есть два такта работы «тяни-толкай».

Но схему можно усложнить, используя больше управляющих переключателей (транзисторов). Тогда можно обойтись только одной вторичной обмоткой, что существенно упрощает намотку импульсного трансформатора. Нагляднее всего это видно на схеме «Мост». И положительные, и отрицательные колебания подаются на одну обмотку.

Если заменить половину транзисторов на конденсаторы, получится тот самый «полумост». Конденсаторы выполняют роль сглаживающего фильтра и способствуют стабилизации напряжения.

Примеры принципиальных схем

Первый, достаточно распространённый вариант.

Рис. 2. Принципиальная схема

Ключами управляет таймер, здесь он построен на базе очень популярного ШИМ-контроллера TL-494. Чтобы импульсы маломощного генератора стали достаточными для силовых ключей VT3 и 4, они предварительно усиливаются каскадом из VT1, 2 и трансформатора TR1.

Выпрямление тока происходит уже почти на выходе схемы. За эту задачу отвечают диоды Шоттки и простые сглаживающие фильтры – конденсаторы.

В качестве 1 и 2 транзисторов могут использоваться мосфеты IRFZ34, 3 и 4-го — IRFP460.

Основная сложность – импульсные трансформаторы. Если вы хотите рассчитать свой, лучше всего воспользоваться специальным ПО.

• Первый. Каждая обмотка по 50 витков проводом 0,5 мм.
• Второй. 1 – 110 витков 0,8 мм, 2 – рассчитывается исходя из требуемого напряжения (1 виток – 2 В), 3 – 12 витков 0,8 мм.

Такая конфигурация может обеспечить питание мощностью до 500 Вт. Номинальное значение – около 300 Вт.

Второй вариант – более сложный. Но здесь предусмотрены:

• Защита от КЗ и перегрузок;
• Мягкий (софт) старт;
• Фильтры помех на входе и выходе.

Рис. 3. Принципиальная схема

В качестве драйвера здесь была выбрана микросхема IR2153.

Мнения читателей

Нет комментариев. Ваш комментарий будет первый.

Вы можете оставить свой комментарий, мнение или вопрос по приведенному выше материалу:

Выберите решение, подходящее для вашей работы

Rezonver Hybrid

Впервые ручная дуговая сварка плавящимся электродом и воздушно-плазменная резка в одном корпусе весом всего 4,5кг!

Диапазон токов 10-180 А ПН 96% Вес 4,5 кг

Rezonver Pride

Небывалая свобода в работе и качество сварки с аппаратом весом 3,5 кг и максимальной силой тока 180 А.

Диапазон токов 10-180А ПН 96% Вес 3,5 кг

Самые современные технологии для вашей работы

Аппараты «Rezonver» — это новейшие разработки в области резонансного преобразования энергии, внимание к мелочам, способным облегчить и улучшить работу сварщика.

Что говорят покупатели?

Валерий Малютин Владелец автомастерской 02.08.2014

Крутая легкая рабочая машинка. Уже заказал себе четыре экземпляра из первой партии каждому своему мастеру. Гибридный аппарат – это вообще универсал, очень хорош, когда надо что-то быстро отрезать и тут же приварить. Переключается с резки на сварку одной кнопкой.

Александр Маликов Сварщик V разряда 02.08.2014

Во всех плоскостях варит отлично, варил, не меняя мощности, и горизонтальный, и потолочный швы. Очень легкий аппарат, можно решать самые разные технические задачи. Приятное ощущение от сварки, нет тех резких звуков, который раздражают в обычных сварочных аппаратах

Виктор Макаров Мастер производственного обучения учебно-методического 02.08.2014

Проводил испытания оборудования «Rezonver». Очень понравилось. «Pride» во всех пространственных положениях экономичен и устойчив в работе. Испытывал так же и плазменную резку «Rezonver Hybrid» – тоже прекрасная машина

Обучение сварочному мастерству

Научиться основам сварки не так сложно. Главное — информация, желание и советы опытного наставника. Исчерпывающую информацию и советы по сварке начинающим сварщикам представляет . В нашей «Энциклопедии сварки» собраны полезные книги, мастер-классы, сотни схем и рисунков и много видео-уроков по всем областям этого искусства.

Двухтактный полумостовой преобразователь

Изучим принципиальную схему двухтактного полумостового преобразователя, носящего международное называние «half bridge» (рис. 1).

Рис.1. Двухтактный полумостовой преобразователь

Пока на затворы транзисторов не поступило напряжение, они закрыты. Напряжение в средней точке емкостного делителя, выполненного на конденсаторах С1 и С2 одинаковой емкости, составляет половину от постоянного напряжения, питающего преобразователь.

Подадим от задающего генератора на затвор транзистора VT2 отпирающее напряжение. По цепи +Uвх, конденсатор С1, обмотка трансформатора TV1, транзистор VT2, -Uвх потечет ток. На вторичной обмотке трансформатора TV1 возникнет напряжение, которое будет выпрямлено диодной сборкой VD1 и сглажено конденсатором С3. Транзистор VT1 все это время был закрыт.

Подадим запирающее напряжение на затвор транзистора VT2 и опирающее напряжение на затвор транзистора VT1. Ток потечет по цепи +Uвх,транзистор VT1, обмотка трансформатора TV1, конденсатор С3, -Uвх. На вторичной обмотке трансформатора TV1 появится напряжение противоположной полярности относительно предыдущего такта, которое выпрямит диодная сборка VD1 и сгладит конденсатор С3. Затем постоянное напряжение с конденсатора С3 будет приложено к нагрузке. Транзистор VT2 в течение второго такта закрыт.

Как видим, ток через нагрузку протекает в течение обоих тактов. Частота пульсации выходного напряжения в два раза выше частоты преобразования, что позволяет использовать конденсатор С3 сглаживающего фильтра с небольшой номинальной емкостью. Частная петля гистерезиса магнитопровода трансформатора полумостового преобразователя близка к предельной петле гистерезиса.

Пока нагрузка не соединена с ИИП, к каждому конденсатору емкостного делителя напряжения приложена половина от постоянного напряжения, питающего преобразователя. Если емкость конденсаторов делителя напряжения будет недостаточно велика, то при максимальной нагрузке в течение каждого полупериода конденсаторы будут существенно разряжаться, и напряжение на них превысит половину напряжения питания преобразователя.

Напряжение, приложенное к первичной обмотке импульсного трансформатора полумостового преобразователя, можно вычислить по формуле:

Где Uп – постоянное напряжение, питающее преобразователь;

Uнас – напряжение насыщения одного ключевого транзистора.

Емкость каждого конденсатора делителя напряжения можно вычислить по следующей формуле:

Где С – емкость конденсатора, Ф;

Iперв.макс – амплитуда полного тока через первичную обмотку трансформатора;

F — частота преобразования, Гц;

ΔUс – изменение напряжения на конденсаторе за длительность времени прохождения через него импульса полного тока Iперв.макс.

Величина приложенной к конденсатору переменной составляющей напряжения не должна превышать максимально допустимую справочную величину для компонента данной марки и типа. Важно помнить, что номинальная емкость многих конденсаторов на высокой частоте и при низкой температуре окружающей среды существенно уменьшается.

Полумостовые преобразователи нашли широкое применение при выходной мощности от нескольких ватт до нескольких киловатт.

Достоинство полумостового преобразователя заключается в низком обратном напряжении, приложенном к каждому ключевому транзистору в состоянии отсечки, примерно равном постоянному напряжению питания преобразователя.

Это позволяет использовать полумостовые преобразователи при высоком питающем напряжении. Полумостовые преобразователи могут быть включены без нагрузки, и при этом не будет опасного повреждения компонентов. Частота пульсации равна удвоенной частоте преобразования.

Если емкости конденсаторов делителя напряжения строго одинаковы, ключевые транзисторы идентичны друг другу, и петля гистерезиса материала магнтопровода не содержит дефектов, то можно полагать, что подмагничивание сердечника импульсного трансформатора отсутствует. Такая картина возможна только в идеале. Так, например, в реальном полумостовом преобразователе емкости конденсаторов в делителе напряжения всегда отличны друг от друга и, следовательно, несимметрично перемагничивание трансформатора. Однако степень несимметрии обычно много меньше, чем в магнитопроводах трансформаторов однотактных преобразователей. Одним из простейших способов уменьшения подмагничиванмя сердечника полумостового преобразователя является включение неполярного конденсатора между импульсным трансформатором и средней точкой емкостного делителя напряжения.

К недостаткам относят наличие двух конденсаторов в делителе напряжения, разрушение компонентов ИИП при перегрузке по току в нагрузке при отсутствии системы защиты, меньший КПД, чем достижимый в мостовом преобразователе.

Источник: Источники питания. Москатов Е.А.

Намотка выходного дросселя

Одним из наиболее простых и в то же время самых полезных дополнений для сварочного инвертора будет намотка индуктивной катушки, сглаживающей пульсации постоянного тока, которые неизбежно остаются при работе импульсного трансформатора. Основная специфика такой затеи в том, что дроссель изготавливается индивидуально для каждого отдельного аппарата, а также может со временем корректироваться по мере деградации электронных компонентов или при изменении порога мощности.

Для изготовления дросселя понадобится всего ничего: изолированный медный проводник сечением до 20 мм 2 и сердечник, желательно из феррита. В качестве магнитопровода оптимально подойдёт либо ферритовое кольцо, либо сердечник броневого трансформатора. Если магнитопровод набран из листовой стали, его нужно просверлить в двух местах с отступом около 20–25 мм и стянуть заклёпками, чтобы иметь возможность беспроблемно прорезать зазор.

Дроссель начинает работать, начиная от одного полного витка, однако реальный результат виден, начиная с 4–5 витков. При испытаниях следует добавлять витки до тех пор, пока дуга не начнёт ощутимо сильно тянуться, мешая отрыву. Когда варить с отрывом станет затруднительно, нужно скинуть с катушки один виток и подключить параллельно дросселю лампу накаливания на 24 В.

Тонкая настройка дросселя выполняется с помощью сантехнического винтового хомута, которым можно уменьшить зазор в сердечнике, либо деревянного клина, которым этот зазор можно увеличить. Нужно добиваться, чтобы горение лампы при розжиге дуги было максимально ярким. Рекомендуется изготовить несколько дросселей для работы в диапазонах до 100 А, от 100 до 200 А и более 200 А.

Наиболее часто применяемые высокочастотные преобразователи в сварочных инверторах

Для построения сварочного инвертора применяют три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. Резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста.

По системе управления данные устройства можно поделить на:

— ШИМ (широтно-импульсной модуляцией);

— ЧИМ (регулирование частоты);

Могут существовать комбинации всех трех систем.

Типы высокочастотных преобразователей:

• Система полумост с ШИМ
• Резонансный полумост
• Ассиметричный или «косой» мост
• Полный мост с ШИМ
• Резонансный мост
• Полный мост с дросселем рассеивания

Система полумост с ШИМ

Блок схема показана ниже:

Один из самых простых и надежных преобразователей семейства двухтактных.

«Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но плюсом является то, что можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь захода в зону насыщения. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.

Для нормальной работы силовых транзисторов необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в режиме жёсткого переключения транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, иначе они выйдут из строя.

Резонансный полумост

Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:

Простота резонансного полумоста в сравнении с полумостом с ШИМ обусловлена тем, что здесь присутствует индуктивности резонансной. Она ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения.

Протекающий по силовой цепи ток будет иметь форму синусоиды. Это снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. В этом случае драйверы необязательны. Переключение можно выполнить импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов не существенно. Но должна присутствовать бестоковая пауза.

Здесь можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.

Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и сможет достигать значительных величин, если возникнет короткое замыкание КЗ. Это свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но его необходимо учитывать при подборе выходных диодов.

Выходные параметры регулируются изменением частоты. Но фазное регулирование является более перспективным для сварочных инверторов. Благодаря ему можно избежать неприятного явления в виде совпадения режима короткого замыкания с резонансом. Кроме этого, он увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до Imax.

Ассиметричный, или «косой» мост

Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок-схема которого приведена ниже:

Он популярен у радиолюбителей и у производителей сварочных инверторов. Первые сварочные инверторы строились по таким схемам – асимметричный или «косой» мост. Их качества — помехозащищенность, широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота.

— довольно высокие токи, проходящие через транзисторы;

— повышенное требование к качеству управляющего импульса. Возникает необходимость использовать мощные драйвера для управления транзисторами;

— высокие требования к выполнению монтажных работ;

— наличие больших импульсных токов, что повышает требования к конденсаторным фильтрам.

Для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.

Несмотря на указанные недостатки и низкий КПД устройства по схеме, асимметричный или «косой» мост до сих пор применяется в сварочных инверторах.

Полный мост с ШИМ

Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок-схема которого показана ниже:

По этой схеме можно получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост, и в 2 раза больше, чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, что напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.

Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5Uпит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:

• Оставить неизменным напряжение отсечки, а изменять только длину импульса управления;
• Проводить изменения уровня отсекающего напряжения по данным с трансформатора тока при этом оставляя неизменным длительность импульса управления;

Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах. У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ.

Резонансный мост

Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок-схема которого показана ниже:

Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Но ее появление полностью меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. Драйверы нужно применять только тогда, когда используются MOSFET транзисторы, имеющие емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора.

Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым.

Полный мост с дросселем рассеивания

Схема идентична схеме резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. При увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет. А это уменьшит ток в силовом трансформаторе. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.

Конструкция сварочного аппарата

Рассмотрим, как в домашних условиях сконструировать достаточно мощный импульсный сварочный инвертор.

Если повторять конструкцию по системе Негуляева, то транзисторы прикручиваются к радиатору специально вырезанной для этого пластиной, таким образом улучшается передача тепла от транзистора к радиатору. Между радиатором и транзисторами необходимо проложить термопроводящую, не пропускающую ток прокладку. Это обеспечивает защиту от короткого замыкания между двух транзисторов.

Выпрямительные диоды крепятся к алюминиевой пластине толщиной 6 мм, крепление осуществляется таким же способом, как и крепление транзисторов. Их выходы соединяться между собой неизолированным проводом сечением 4 мм. Следует соблюдать осторожность, провода не должны соприкасаться.

Дроссель к основанию сварочного аппарата крепится железной пластиной, размеры которой повторяют форму самого дросселя. Для уменьшения вибрации, между дросселем и корпусом прокладывают резиновый уплотнитель.

Видео: сварочный инвертор своими руками

Все силовые проводники внутри корпуса инвертора нужно развести в разные стороны, иначе существует возможность короткого замыкания. Вентилятор охлаждает несколько радиаторов одновременно, каждый из которых предназначен для своей части схемы. Такая конструкция позволяет обойтись всего одним вентилятором, установленным на задней стенке корпуса, что значительно экономит место.

Для охлаждения самодельного сварочного инвертора можно использовать вентилятор от компьютерного корпуса, он оптимально подходит как по габаритам, так и по мощности. Так как вентиляция вторичной обмотки играет большую роль, это следует учитывать при его расположении.

Схема: разобранный сварочный инвертор

Вес такого инвертора будет колебаться от 5 до 10 кг, при этом его сварочный ток может быть в пределах от 30 до 160 ампер.

Инвертор из компьютера

Однофазные инверторы напряжения

Простейшая однофазная полумостовая схема инвертора напряжения с активно-индуктивной нагрузкой представлена совместно с диаграммами токов и напряжений на рис. 4.2. Рассмотрим работу схемы при допущении идеальности ее элементов, а также источников входного напряжения с ЭДС

Предположим, что инвертор работает в установившемся режиме и на интервале 90 — п

ток гн проводит транзистор VT1. В момент 9 =
л
поступает запирающий импульс на транзистор VT1 и отпирающий — на транзистор VT2. Последний может начать проводить ток, если к нему будет приложено прямое напряжение. Однако поскольку ток в индуктивности
Lu
скачком изменяться не может, в ней возникает противо-ЭДС, под воздействием которой открывается диод
VD2,
через который продолжает протекать ток индуктивности. Одновременно из-за смены полярности напряжения на нагрузке скачком изменяется направление тока в активном сопротивлении
RH.
Результирующий ток нагрузки г’м =
i, + iR,
имеющий индуктивный характер, продолжает протекать в прежнем направлении через диод
VD2
в источник
UA/
2, минус которого соединен с анодом диода
VD2.
Так как этот ток протекает навстречу ЭДС источника, то на этом интервате
(к —
9,) идет процесс возврата энергии, накопленной в индуктивности, в источник напряжения. В момент 9 = 9, ток гн становится равным нулю, диод
VD2
закрывается и открывается транзистор VT2, на управляющем переходе которого существует отпирающий сигнал, и появляется прямое напряжение, т.е. обеспечиваются условия его перехода в проводящее состояние. Далее процессы периодически повторяются под воздействием управляющих импульсов СУ, структура которой показана на рис. 4.2, я. В этой системе частота следования импульсов управления определяется задающим генератором (ЗГ), затем через распределительное устройство (РУ) поступает на формирователи импульсов управления (ФИ1 и ФИ2) транзисторов VT1 и
VT2.
В результате на выходе инвертора формируется периодическое напряжение прямоугольной формы. При этом на стороне постоянного тока будет протекать ток id,

представленный на рис. 4.2,
б,
где знак «+» соответствует поступлению тока в нагрузку, а знак «-» — возврату части этого тока в ис-

Рис. 4.2.
Однофазный полумостовой инвертор напряжения:
а —

схема;
б —
диаграммы работы

точник, т.е. обмену реактивной мощностью, накапливаемой в индуктивности ?н, и возврату ее в источник.

С учетом изложенного можно записать следующие основные соотношения, определяющие параметры инвертора. Выходное напряжение

при разложении в гармонический ряд имеет вид

где 9 = со?; со = 2л:/— угловая частота напряжения;/— частота коммутации транзисторов.

Мгновенное значение тока нагрузки с

учетом выражения (4.1) можно записать как

Баланс входной Рт

и
выходной
РВЬ1Х
активных мощностей:
Средние и действующие значения токов в диодах VD

1,
VD2
и транзисторах VT1,
VT2
можно получить, используя известные соотношения, предварительно проинтегрировав выходной ток г„ на интервалах (0 — 90) и (90 —л) с учетом скачков тока в моменты коммутации 9 = 0 и 9 = л.

Более распространенной является однофазная мостовая схема (рис. 4.3, а).

Рассмотрим ее работу с учетом ранее принятых допущений при активно- индуктивной нагрузке, в которой дроссель
LH
и резистор
RH
соединены по-

Рис. 43.
Однофазный мостовой инвертор напряжения:
а

— схема;
б
— диаграммы работы следовательно. Допустим, что открыты транзисторы
VTI
и
VTA
, напряжение на нагрузке имеет полярность, указанную без скобок на рис. 4.3, я, а ток нагрузки нарастает по экспоненциальному закону. В момент 9 =
л
поступают управляющие импульсы, запирающие транзисторы VTI, VT4 и отпирающие VT2, V73. Поскольку ток
in
в индуктивности нагрузки не может измениться скачком, он продолжает протекать в том же направлении, но уже не через транзисторы VT1 и
VTA,
а через диоды
VD2
и VD3, которые включаются при выключении транзисторов VT1 и VT4 из-за возникновения прогиво-ЭДС в индуктивности нагрузки, превышающей напряжение источника питания
Ud.
Включение диодов VD2

и
VD3
приводит к изменению знака напряжения на нагрузке на противоположный (полярность, указанная на рис. 4.3,
а
в скобках). Под воздействием встречного напряжения ток нагрузки /н, протекающий через диоды
VD2
,
VD3
в источник питания, будет уменьшаться также по экспоненциальному закону. При спадании тока
in
до нуля (в момент 9 = 9,) диоды
VD2
и
VD3
выключаются, и ток нагрузки начинают проводить транзисторы
VT2
и VT3, на управляющих выводах которых присутствует управляющий импульс. Далее аналогичные процессы периодически повторяются.

Таким образом, на нагрузке будет формироваться напряжение в форме меандра с амплитудой Ud.

Ток нагрузки будет иметь экспоненциальную форму, а значение его определится параметрами нагрузки. Ток через диоды протекает на интервалах, начала которых совпадают с моментами поступления управляющих импульсов, а длительность зависит от индуктивности нагрузки. Во время протекания тока через диоды происходит возврат энергии из нагрузки в источник постоянного тока. Отсутствие диодов в схеме приводило бы к появлению недопустимых перенапряжений на транзисторах. Диаграмма тока, потребляемого от источника постоянного напряжения, приведена на рис. 4.3,
6.
На этой диаграмме положительные площади соответствуют отдаче энергии источником постоянного напряжения, а отрицательные — приему.

Закон изменения токов в схеме удобно в данном случае определить, используя метод мгновенных значений, так как ток нагрузки в момент коммутации не изменяет своего значения. Дифференциальные уравнения для тока нагрузки на интервале 90 — к

и
к —
9, имеют следующий вид:

где знак «плюс» соответствует интервалу 90 — л, а знак «минус» — интервалу п —

9,.

Запишем решение уравнения (4.4) в общем виде:

Постоянная интегрирования А

определяется из условий непрерывности тока нагрузки при коммутации и повторяемости его формы в каждом периоде в установившемся режиме работы:

С учетом полученного значения А

выражение (4.5) можно записать в следующем виде:

Средние значения токов транзисторов и диодов можно найти интегрированием уравнения (4.8) на интервалах Э0 — п

и
к —
9,. Согласно уравнению (4.8) токи в элементах инвертора напряжения являются функциями параметров нагрузки, в то время как в инверторе тока параметры нагрузки определяют форму и значение выходного напряжения. В рассматриваемой схеме выходное напряжение имеет прямоугольную форму с амплитудой, равной напряжению питания
Ud.
Разложив кривую прямоугольной формы в гармонический ряд, получим амплитуду первой гармоники выходного напряжения:

Из принципа работы рассматриваемого инвертора следует, что его выходное напряжение не зависит от нагрузки. Если источник, питающий инвертор напряжения, имеет одностороннюю проводимость (например, выпрямитель), то его необходимо шунтировать конденсатором для приема возвращаемой из нагрузки энергии.

«Жесткая» внешняя характеристика инвертора (зависимость выходного напряжения от нагрузки) является, в общем случае, его положительным свойством. Однако практически всегда возникает потребность в регулировании выходного напряжения. Наиболее простым способом реализации этой потребности является изменение импульса выходного напряжения на интервалах положительного и отрицательного полупериодов. Такой способ сходен с принципом импульсной модуляции напряжения. Однако из-за отсутствия сигнала модуляции повышенной частоты этот способ называют иногда широтно-импульсным регулированием

(ШИР), так как изменение ширины импульса выходного напряжения производится на основной частоте выходного напряжения. Рассмотрим этот способ на примере однофазной мостовой схемы.

В случае активной нагрузки форма тока повторяет форму напряжения, и широтно-импульсное регулирование выходного напряжения можно осуществить уменьшением длительности управляющих импульсов на угол а

(рис. АЛ, а).

Действующее значение выходного напряжения инвертора при таком способе управления транзисторами и чисто активной нагрузке будет равно

Амплитудные значения гармонических составляющих выходного напряжения при длительности проводящего состояния транзисторов X

=
к — а
вычисляются по формуле

где п —

номер гармонической составляющей
(п =
1, 3, 5. ).

На практике часто требуется стабилизация действующего значения первой гармоники выходного напряжения при изменении входного в диапазоне от Udmin

до
Udmax.
Для этого необходимо изменять угол управления от ну- ля (при
Ud = UdmJ
до ашах (при
Ud = Udm
J:

При этом будет изменяться гармонический состав выходного напряжения. С увеличением угла а относительное содержание высших гармоник в кривой выходного напряжения будет увеличиваться.

Если нагрузка активно-индуктивная, то после выключения транзисторов ток в нагрузке продолжает протекать в течение некоторого времени, определяемого количеством запасенной энергии в индуктивности нагрузки,

Рис. 4.4.
Широтно-импульсное регулирование напряжения в мостовом инверторе:
а —

диаграмма напряжения при активной нагрузке;
б —
диаграммы напряжения и тока

при активно-индуктивной нагрузке в прежнем направлении через обратно включенные диоды. При включении обратных диодов выходное напряжение изменяет свой знак на противоположный (рис. 4.4, б).

В момент снижения тока нагрузки до нуля напряжение на нагрузке вновь становится равным нулю. Проявление отрицательной площадки в кривой выходного напряжения изменит его гармонический состав. Для устранения этого нежелательного явления требуется на время паузы а шунтировать нагрузку, например, с помощью двух встречно-параллельно соединенных транзисторов. Однако это усложняет схему. Значительно проще данная задача решается изменением алгоритма управления посредством осуществления импульсной модуляции (см. гл. 5).

Повышение продолжительности включения

Продолжительность включения в контексте сварочных инверторов более разумно называть продолжительностью нагрузки. Это та часть десятиминутного интервала, в которой инвертор непосредственно выполняет работу, оставшееся время он должен пребывать на холостом ходу и охлаждаться.

Для большинства недорогих инверторов реальная ПН составляет 40–45% при 20 °С. Замена радиаторов и устройство интенсивного обдува позволяют увеличить этот показатель до 50–60%, но это далеко не потолок. Добиться ПН порядка 70–75% можно путём замены некоторых радиоэлементов:

1. Конденсаторы обвязки ключей инвертора нужно поменять на элементы той же ёмкости и типа, но рассчитанные под более высокое напряжение (600–700 В);
2. Диоды и резисторы из обвязки ключей следует заменить на элементы с большей рассеиваемой мощностью.
3. Выпрямительные диоды (вентили), а также MOSFET или IGBT-транзисторы можно заменить на аналогичные, но более надёжные.

О замене самих силовых ключей стоит рассказать отдельно. Для начала следует переписать маркировку на корпусе элемента и найти подробный даташит на конкретный элемент. По паспортным данным выбрать элемент для замены достаточно просто, ключевыми параметрами служат пределы частотного диапазона, рабочее напряжение, наличие встроенного диода, тип корпуса и предельный ток при 100 °С. Последний лучше рассчитать собственноручно (для высоковольтной стороны с учётом потерь на трансформаторе) и приобрести радиоэлементы с запасом предельного тока около 20%. Из производителей такого рода электроники наиболее надёжными считаются International Rectifier (IR) или STMicroelectronics. Несмотря на довольно высокую цену, крайне рекомендуется приобретать детали именно этих брендов.

Двухтактный повышающий преобразователь: развитие топологии

Известно большое количество конвертеров повышающего типа, в том числе и двухтактных: мостовой конвертер с дросселем постоянного тока на входе, нулевая топология

Рис. 1. Двухтактный полумостовой повышающий конвертер: а) исходная топология; б) базовая топология с дополнительными размагничивающими обмотками дросселей; в) с общим магнитосвязанным дросселем

(push-pull) с дросселем постоянного тока в цепи питания и др. Рассматриваемый в данной статье конвертер и его основные разновидности были предложены в работе [1]. В зарубежной литературе за ним закрепилось название two inductor current-fed boost half-bridge converter — полумостовой повышающий конвертер с двумя дросселями на входе и гальванической развязкой между входом и выходом (далее — 2ДППК).

На рис. 1 показаны основные разновидности 2ДППК. Исходная топология приведена на рис. 1а. Питание первичной обмотки силового трансформатора Tr1 осуществляется от «источников тока» в виде дросселей постоянного тока Dr1 и Dr2. Обязательным условием нормального функционирования схемы, приведенной на рис. 1а, является управление ключами VT1, VT2 с коэффициентом заполнения D > 0,5.

Иными словами, должно быть исключено состояние, при котором оба ключа одновременно выключены, так как в этом случае возникают высоковольтные импульсы напряжения на стоках ключей из-за отсутствия у дросселей Dr1 и Dr2 путей сброса тока, накопленного в течение замкнутого состояния ключей. На практике выбирается величина Dmin = 0,52–0,55. Данная топология обладает следующими положительными свойствами:

• В конвертере 2ДППК принципиально отсутствуют сквозные токи между ключами.
• Конвертер «не боится» насыщения магнитопровода силового трансформатора — в случае «замагничивания» магнитопровода каждый ключ коммутирует токи обоих дросселей, которые линейно по времени увеличиваются в течение периода коммутации. Но этот процесс существенно более медленный из-за большей индуктивности дросселей, чем при экспоненциальном росте тока намагничивания силового трансформатора при его насыщении в конвертерах с питанием от источника напряжения. Это обстоятельство предоставляет ШИМ-контроллеру достаточное время для «принятия решения» и ограничения тока через ключи.
• Конвертер имеет высокий коэффициент передачи по напряжению: V0 = 2/(1 – D) × Vinn, где Vin — напряжение питания конвертера, n — коэффициент трансформации силового трансформатора, V0 — выходное напряжение.
• Конвертер обеспечивает гальваническую развязку между входом и выходом.

Практически, конвертер с исходной топологией может использоваться либо в регулируемом режиме с D > 0,5, либо как нерегулируемый с фиксированным коэффициентом заполнения D = 0,52–0,55 и в таком виде не представляет особого интереса, но тем не менее применяется в качестве, например, входного преобразователя напряжения солнечных панелей [2].

Возможно преобразование исходного варианта 2ДППК в регулируемый при фиксированном значении D. Для этого вводится резонансный формирующий контур, что позволяет использовать в качестве регулирующего выходное напряжение параметра частоту коммутации ключей. Одновременно с этим появляется возможность реализовать режим «мягкой» коммутации силовых транзисторов [2, 3].

Чтобы устранить основной недостаток исходной топологии — невозможность использования ШИМ-регулирования в широком диапазоне изменения 0 0,5 возможна, но в данной статье не рассматривается. В связи с низким питающим напряжением и малой выходной мощностью конвертера цепи снижающие коммутационные потери не применялись. При изготовлении дросселей использовались магнитопроводы из феррита из соображений удобства работы с разборным сердечником. Для минимизации массогабаритных показателей дросселей следует использовать магнитопроводы с максимальной доступной индукцией насыщения, такие как Kool-Mu, High Flux, XFlux, Molypermalloy, порошковое железо.

Бестрансформаторный вариант 2ДППК может применяться и при высоком питающем напряжении, например в устройствах с питанием от промышленной сети 220 В/ 50 Гц. В этом случае потребуется использовать высоковольтные транзисторы с максимальным рабочим напряжением не менее 800 В, что может рассматриваться как минус данной топологии. Однако этот недостаток можно преодолеть, включив силовые транзисторы последовательно по питанию, а не параллельно, как в базовой схеме. Пример такого «высоковольтного» 2ДППК с мостовым вторичным выпрямителем показан на рис. 9а. На рис. 9б представлен способ замены мостового вторичного выпрямителя на двухполупериодный. Диоды VD1 и VD2 на рис. 9а являются рекуперационными.

Рис. 9. «Высоковольтный» вариант 2ДППК с двумя вариантами вторичных выпрямителей

Узлы, пригодные к модернизации

Важнейший параметр любого сварочного аппарата — вольт-амперная характеристика (ВАХ), за счёт неё и обеспечивается стабильное горение дуги при разной её длине. Правильная ВАХ создаётся микропроцессорным управлением: маленький «мозг» инвертора на ходу меняет режим работы силовых ключей и мгновенно подстраивает параметры сварочного тока. К сожалению, каким либо образом перепрограммировать бюджетный инвертор нельзя — управляющие микросхемы в нём аналоговые, а замена на цифровую электронику требует незаурядных знаний схемотехники.

Однако «умений» управляющей схемы вполне достаточно, чтобы нивелировать «криворукость» начинающего сварщика, ещё не научившегося стабильно удерживать дугу. Гораздо правильнее сосредоточиться на устранении некоторых «детских» болезней, первая из которых — сильный перегрев электронных компонентов, ведущий к деградации и разрушению силовых ключей.

Вторая проблема — использование радиоэлементов сомнительной надёжности. Устранение этого недостатка сильно снижает вероятность возникновения поломок через 2–3 года эксплуатации аппарата. Наконец, даже начинающему радиотехнику будет вполне по силам реализовать индикацию фактического сварочного тока для возможности работы со специальными марками электродов, а также провести ряд других мелких доработок.